tl494驅動mos管電路,tl494功放電路圖-KIA MOS管

tl494開關功率放大器

采用雙端驅動集成電路-TL494輸的PWM脈沖控制器設計小汽車中的音響供電電源，利用MOSFET管作為開關管，可以提高電源變壓器的工作效率，有利于抑制脈沖干擾，同時還可以減小電源變壓器的體積。

輸出部分在上下兩端各自采用N溝道MOSFET和P溝道MOSFET構成獨特的驅動方式來驅動，負載的另一側連接到半橋方式的電容器，因此具有整體電路簡單、工作狀態穩定、價格低廉等特點，應用于工作頻率低于10kHz、功率在15W~50W的工業用報警器時可提高產品的競爭力。

TL494開關功率放大器框圖

占空比調節電路

占空比是PWM信號調制時提高電壓利用率的關鍵。因為TL494是開關電源用集成芯片，所以在其內部把最小滯后時間設定為0.1V電壓。最大占空比在發射級輸出時約為96%。圖所示為輸入部分和PWM信號調制的部分電路。

當C4=1000pF，R4=24k時，工作頻率約為78kHz。如果沒有占空比調節電路D8、D17、R23，則因為內部滯后時間比較器的比較點為0.1V，所以最小導通時間約為1.52μs，最小占空比為D=1.52/13≈12%。

因此，PWM時電壓利用率將下降。如果使用D8、D17、R23，則會在鋸齒波發生用的電容器C4的E點產生0.82V的偏置電壓，把鋸齒波的起點從原來的0V提高到0.82V。

因此導通時間減小到0.64μs，最小占空比減小到D=0.64/13≈4.9%，可明顯地提高電壓利用率。

輸入信號壓縮電路

因為報警器的輸入信號變化范圍較大，所以需要將幅度較大的信號按一定比例壓縮。圖中，R6、R16、D10、D11構成輸入信號壓縮電路，其關鍵是利用了二極管的輸入特性。其中D10和D11并聯，可在正負兩個方向壓縮信號。

壓縮比取決于R6、R16的值，其值越大，壓縮比越大。調整R6、R16的值，設定壓縮信號的變化范圍為-0.82V~0.82V，則變化量是1.64V。鋸齒波電壓變化范圍是0.82V~3.25V，所以TL494內部誤差放大器的輸出信號變化范圍是2.43V。內部誤差放大器的增益取決于R7和R20，調整其值，當壓縮信號的變化量在1.64V時，將內部誤差放大器的輸出信號變化范圍設定為2.43V即可。警報器大都使用高音揚聲器，因此可大幅度降低振幅較大的低音。

MOSFET驅動電路

P溝道MOSFET采用IRF9540，具有最大工作電壓100V、最大工作電流18A、VGS電壓5V~15V時飽和等特性。N溝道MOSFET采用IRF540，具有最大工作電壓100V、最大工作電流27A、VGS電壓5V~15V時飽和等特性。驅動三極管Q3采用NPN型C8050，Q7采用PNP型C8550。這兩種驅動三極管都具有最大工作電壓30V、最大工作電流1A、VBE為12V的特性。

當A點的脈沖電壓為低時，電流通過穩壓二極管D7和三極管Q3的反偏形成VGS電壓，QH導通。當A點的脈沖電壓為高時，電流通過穩壓二極管D9和三極管Q7的反偏形成VGS電壓，QL導通。

其中脈沖電壓為低時，其電壓低于VL才能使QH導通，脈沖電壓為高時，其電壓高于VH才能使QL導通。從VL變化到VH需要一定時間，這時會出現QH和QL同時截止的狀態，因此，脈沖變化過程很安全。

QH和QL的VGS由下式決定：

15》VGS=VC-VD-VBE》5 （1）

式中：VGS為MOSFET的驅動電壓;VC為電源電壓;VD為穩壓管D7和D9的穩壓電壓（一般使用相同的穩壓管）;VBE為C8050和C8550的反擊穿電壓。

脈沖電壓從低到高變化過程中，QH和QL同時截止的時間約為100~300ns。

輸出部分工作原理

輸出部分由QH、QL和L3、C8、C5、C7構成。輸出電壓經過L3、C8濾除高頻波后傳送到負載。一般在輸出端采用一個電解電容器，但本電路采用C5和C7構成半橋方式，然后將其中點連接到負載。這種連接方式的優點是兩個電容器既為輸出信號的傳送通路（此時電容值是兩個電容的并聯值），同時也對電源具有濾波作用（此時電容值是兩個電容的串聯值），而且把電容器的內壓降低一半。

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